可以使用極快的開關(guān)晶體管：超級結(jié)?MOSFET?(SJ)、碳化硅 MOSFET (SiC) 和基于氮化鎵?(GaN) 的晶體管；這些仍然比傳統(tǒng)晶體管昂貴得多，但它們使設(shè)計(jì)更小、更高效的開關(guān)電源和 DC-DC 轉(zhuǎn)換器成為可能。在設(shè)計(jì)研究中，在Traco Power 電源單元的?PFC?階段實(shí)現(xiàn)并測量了 GaN 晶體管的使用。對優(yōu)缺點(diǎn)以及相關(guān)的技術(shù)問題進(jìn)行了詳細(xì)的研究和描述。

近幾十年來，電力電子領(lǐng)域發(fā)展迅速。這主要是由于越來越快的半導(dǎo)體開關(guān)，這使得設(shè)計(jì)更小的用于存儲電能的組件成為可能，例如電容器和電感。結(jié)合更高的效率，這允許實(shí)現(xiàn)更小的電力電子組件，例如電源單元和 DC-DC 轉(zhuǎn)換器。在過去的幾十年中，半導(dǎo)體開關(guān)一直在不斷增強(qiáng)。

最新的半導(dǎo)體開關(guān)，例如超級結(jié) MOSFET (SJ)、碳化硅 MOSFET (SiC) 和基于氮化鎵 (GaN) 的晶體管，實(shí)現(xiàn)的開關(guān)時(shí)間幾乎比傳統(tǒng) MOSFET 短十倍。這會顯著降低開關(guān)損耗，從而實(shí)現(xiàn)更高的開關(guān)頻率。由于這一點(diǎn)和提高的效率，可以實(shí)現(xiàn)更小的開關(guān)電源設(shè)計(jì)體積。

但是，請注意，這些優(yōu)勢并不適用于所有用于開關(guān)電源和 DC-DC 轉(zhuǎn)換器的開關(guān)拓?fù)洹Ｓ捎诟咝Ш偷统杀镜目刂破?IC 的可用性，近年來已經(jīng)使用了各種諧振轉(zhuǎn)換器概念，其特點(diǎn)是在電源打開或關(guān)閉的那一刻，開關(guān)處的電流或電壓元件已經(jīng)為零，從而防止任何功率或能量損失（ZVS 或 ZCS：零電壓開關(guān)和零電流開關(guān)）。由于這些通常涉及真正諧振轉(zhuǎn)換器的開關(guān)概念原則上不會產(chǎn)生任何功率損耗，因此即使使用更快的開關(guān)元件，也不應(yīng)期望開關(guān)損耗進(jìn)一步降低。

例如，圖 1 顯示了典型 Traco Power 工業(yè)電源單元的一般電路圖，輸入端帶有 PFC 轉(zhuǎn)換器，輸出端帶有諧振轉(zhuǎn)換器。全部電能流經(jīng)標(biāo)記為 L 和 C 的元件，電容器和電感的值基本上根據(jù)諧振頻率確定轉(zhuǎn)換器的開關(guān)頻率。

圖 1.

Traco 開關(guān)電源的典型通用電路圖，輸入端帶有升壓轉(zhuǎn)換器，用于產(chǎn)生正弦輸入電流，諧振轉(zhuǎn)換器用于電位分離和電壓調(diào)節(jié)

電源單元的輸入配備了一個(gè)升壓 DC-DC 轉(zhuǎn)換器（PFC 轉(zhuǎn)換器），它在輸入端強(qiáng)制提供準(zhǔn)正弦電源入口電流以校正功率因數(shù)。下游諧振轉(zhuǎn)換器用于調(diào)節(jié)電壓電平，實(shí)現(xiàn)與電源電壓的電流隔離，以及調(diào)節(jié)電源電壓和負(fù)載的變化。然而，由于諧振或半諧振開關(guān) PFC 轉(zhuǎn)換器非常復(fù)雜并且只能以高度復(fù)雜的方式實(shí)現(xiàn)，因此使用新推出的、非常快速的開關(guān)晶體管作為有源高頻開關(guān)提供了一個(gè)可行的選擇升壓轉(zhuǎn)換器。

為了能夠通過這些快速開關(guān)元件通過降低開關(guān)損耗顯著提高開關(guān)電源的效率，還必須降低二極管和整流器的傳導(dǎo)損耗。在這方面，建議升壓轉(zhuǎn)換器采用所謂的“圖騰柱”拓?fù)洹＿@使得可以將傳統(tǒng)使用的具有相對較高傳導(dǎo)損耗的電源整流器從四個(gè)二極管減少到兩個(gè)二極管。相應(yīng)的細(xì)節(jié)如圖 2 所示。該電路是用 GaN 晶體管設(shè)計(jì)和測試的。

圖2.

用于校正電源入口電流功率因數(shù)的圖騰柱電路

優(yōu)點(diǎn)和缺點(diǎn)以及相關(guān)的技術(shù)挑戰(zhàn)如下所述。

為什么使用氮化鎵？

超級結(jié) MOSFET (SJ) 開關(guān)速度非?？?，易于更換，而且價(jià)格便宜且易于獲得。缺點(diǎn)是在較高的開關(guān)頻率下工作時(shí)控制功率相對較高，開關(guān)損耗高，以及體二極管在反向工作時(shí)的恢復(fù)時(shí)間長。碳化硅 MOSFET (SiC) 比 SJ MOSFET 更快，它們非常適合高阻斷電壓，并且具有穩(wěn)健的雪崩行為和具有極短反向恢復(fù)時(shí)間的體二極管。然而，這些晶體管的控制稍微復(fù)雜一些，因?yàn)榭赡苄枰?fù)柵極預(yù)加載。

氮化鎵 (GaN) 晶體管通常有兩種不同的設(shè)計(jì)：自導(dǎo)式和自阻式。根據(jù)類型和制造商的不同，這會導(dǎo)致對這些組件的澆口控制有不同的要求。然而，GaN 晶體管的優(yōu)勢是開關(guān)時(shí)間縮短了十倍，并且無需體二極管。在某些情況下，這種優(yōu)勢可以證明為控制和管理這些組件而增加的支出是合理的。

為了能夠充分利用 GaN 晶體管的所有優(yōu)勢，需要更復(fù)雜的柵極控制電路，該電路通常已經(jīng)集成在開關(guān)斷路器的芯片上。缺點(diǎn)是不同制造商的組件不再兼容，不能輕易相互交換。

帶有 GaN 晶體管的升壓轉(zhuǎn)換器（PFC 轉(zhuǎn)換器）的快速開關(guān)

在圖 3 中，升壓轉(zhuǎn)換器被設(shè)計(jì)為“圖騰柱電路”。輸出電壓總是高于輸入電壓。根據(jù)輸入電壓的極性，兩個(gè)晶體管交替用作有源開關(guān)或用作扼流圈電流的有源續(xù)流二極管。這些晶體管以“D”和“(1-D”)的占空比交替控制。

圖 3.

圖騰柱輸入轉(zhuǎn)換器帶有輸入和輸出濾波器以防止無線電干擾

當(dāng)兩個(gè)開關(guān)都使用非常快速開關(guān)的 GaN 晶體管時(shí)，該級可以在連續(xù)扼流電流下運(yùn)行。這意味著當(dāng)開關(guān)打開或關(guān)閉時(shí)，扼流電流不必為零，因?yàn)橹粫a(chǎn)生非常低的開關(guān)損耗。因此，儲能扼流圈可以在明顯較低的高頻交流電流下運(yùn)行。

由于在控制技術(shù)方面，通過扼流圈和整流二極管的電流得到適當(dāng)控制，為了進(jìn)一步降低功率損耗，整流二極管也可以用導(dǎo)通電阻非常低的 SJ MOSFET 代替。這導(dǎo)致總功率損耗的進(jìn)一步降低，從而也提高了效率。

由于 GaN 晶體管的開關(guān)時(shí)間僅為幾納秒，因此會引起寄生電感和電容產(chǎn)生極高頻振蕩，從而導(dǎo)致輸入和輸出出現(xiàn)嚴(yán)重干擾并對測量產(chǎn)生負(fù)面影響。因此，使用了圖 3 中所示的過濾器。測量的開關(guān)信號，在每種情況下在 GaN 晶體管的漏極和源極端子之間測量，如圖 4 所示；相關(guān)的測量設(shè)計(jì)如圖 5 所示。

圖 4a

圖 4b

圖 4.

帶有 (a) 和不帶有 (b) 用于防止瞬態(tài)響應(yīng)的外部 SiC 并聯(lián)二極管的 PFC 轉(zhuǎn)換器中 GaN 晶體管的開關(guān)行為

圖 5.

測量設(shè)計(jì)

對于此處使用的 GaN 晶體管，很明顯需要與漏源并聯(lián)的 SiC 二極管（D3 和 D4）來防止死區(qū)時(shí)間（GaN 反向傳導(dǎo)，柵極“關(guān)閉”）期間的振蕩。圖 4 顯示了 GaN 晶體管漏源電壓關(guān)斷行為的測量結(jié)果，無論有沒有外部并聯(lián)二極管。開關(guān)過程的時(shí)間不到 7 納秒，這意味著它比標(biāo)準(zhǔn) MOSFET 的時(shí)間短約十倍。與傳統(tǒng)的 MOSFET 開關(guān)相比，這也導(dǎo)致導(dǎo)通和關(guān)斷損耗降低了相同的系數(shù)。

上圖所示電路設(shè)計(jì)用于 1000 W 的輸出；兩個(gè)開關(guān)晶體管是 80mOhm GaN 晶體管。控制和調(diào)節(jié)是離散和模擬設(shè)置的，因此可以影響和設(shè)置所有運(yùn)行參數(shù)。圖 4b 中顯示的關(guān)閉后的振蕩會產(chǎn)生難以過濾的高頻干擾，這需要大量的過濾工作；因此，必須避免它們。

使用 GaN 晶體管降低電感

電感的損耗和大小對升壓轉(zhuǎn)換器（PFC 轉(zhuǎn)換器）的效率有重大影響。電感的儲存能量與導(dǎo)通和關(guān)斷期間的電流幅度成二次方關(guān)系；同時(shí)，歐姆損耗與電流成二次方增加。

另一方面，電感中的磁滯損耗取決于磁芯的體積、電流的交流分量，從而取決于磁流密度變化的沖程和開關(guān)頻率。評估的測試設(shè)計(jì)使用 100kHz 的平均開關(guān)頻率。110VAC 和 230VAC 輸入電壓的扼流電流測量結(jié)果如圖 6 所示。

由于紋波電流的大小取決于輸入電壓和升壓電壓之間的差值，因此較低的輸入電壓（圖 6a）會導(dǎo)致紋波電流高于使用較高電壓的操作（圖 6b）。在低輸入電壓下，電感中磁性材料的熱損失要大得多，因此必須考慮這種不利的工作情況。

圖 6a。

扼流圈中的電流 (L2) @ 110V

圖 6b。

扼流圈中的電流 (L2)@ 230V

圖 6 顯示了在 a) 110VAC 電源輸入電壓和 b) 230VAC 電源輸入電壓下升壓轉(zhuǎn)換器（PFC 轉(zhuǎn)換器）電感中的電流測量值。

由于磁芯損耗隨著電感中電流紋波系數(shù)的降低而降低，具有 GaN 晶體管的 PFC 轉(zhuǎn)換器提供了使用磁性材料作為電感的選項(xiàng)，具有非常高的磁飽和磁通密度，盡管比磁滯損耗相對較高。這使得可以在幾百 kHz 的低開關(guān)損耗下使用更高的開關(guān)頻率。這允許進(jìn)一步減小電感的結(jié)構(gòu)尺寸。

由于更快的切換而增加的干擾

GaN 晶體管中極短的開關(guān)過程導(dǎo)致方波電流和電壓的產(chǎn)生，由于極高的激活和去激活邊緣，這會產(chǎn)生高頻干擾電壓和電流。這些都是不可取的，必須進(jìn)行適當(dāng)?shù)倪^濾，以防止電磁干擾從開關(guān)電源通過連接線或輻射傳輸?shù)狡渲車h(huán)境。共模干擾最難過濾；相應(yīng)的測量結(jié)果如圖 7 所示。

圖 7.

PFC 轉(zhuǎn)換器在 1000W 滿負(fù)載和 230VAC 電源電壓下的共模干擾電流（綠色）和共模干擾電壓（紅色）

詳細(xì)視圖顯示 100Hz 的共模電壓非?？斓胤崔D(zhuǎn)其極性；高頻部分是由升壓二極管的能量恢復(fù)引起的。在此過程中，電流無法找到通過二極管 D1 D2 的路徑，因此作為共模電流通過 Y 電容器流回電網(wǎng)。對有源升壓二極管使用智能控制并用 MOSFET 替換無源整流二極管 D1 D2，可以顯著降低此電流。

使用 GaN 晶體管提高效率并減小結(jié)構(gòu)尺寸

PFC 轉(zhuǎn)換器的效率通常由半導(dǎo)體開關(guān)的傳導(dǎo)和開關(guān)損耗以及電感的歐姆和磁化損耗組成。測量總損失并計(jì)算單個(gè)損失的比例；它們?nèi)鐖D 8 所示。

圖 8.

電源電壓為 230VAC 時(shí)，與電源輸入電壓相關(guān)的總損耗分配給各個(gè)組件

由于輸入電壓較低時(shí)電流較高，電感的磁性材料損耗較高，因此效率在很大程度上取決于電源輸入電壓。圖 9 再次總結(jié)了這種關(guān)系。

圖 9.

與具有 SJ MOSFET 的“邊界模式交錯(cuò)”PFC（橙色）相比，與電源輸入電壓相關(guān)的具有 GaN 晶體管（藍(lán)色）的圖騰柱 PFC 轉(zhuǎn)換器的總體效率

在 PFC 轉(zhuǎn)換器中使用 GaN 晶體管可實(shí)現(xiàn)高效率

綜上所述，可以說在 PFC 轉(zhuǎn)換器中使用具有合適電路設(shè)計(jì)的 GaN 晶體管可以產(chǎn)生超過 99% 的極高效率；然而，用于低電源電壓的經(jīng)濟(jì)可行的 GaN 晶體管的導(dǎo)通電阻顯然仍然過高，并且必須使用激活的 MOSFET 作為電源二極管。這導(dǎo)致效率比采用帶橋式整流器的傳統(tǒng) MOSFET 的 PFC 轉(zhuǎn)換器高 3% 至 5%。

因此，在開關(guān)電源中結(jié)合使用 PFC 轉(zhuǎn)換器和諧振轉(zhuǎn)換器可實(shí)現(xiàn) 96% 以上的整體效率。