1. 概述

近幾年來(lái)，移動(dòng)通信在我國(guó)得到了迅速的發(fā)展和普及，無(wú)線通信的發(fā)射機(jī)與接收機(jī)技術(shù)也得到迅猛發(fā)展。射頻發(fā)射機(jī)的主要功能是實(shí)現(xiàn)基帶信號(hào)調(diào)制、上變頻和功率放大。與接收機(jī)的結(jié)構(gòu)相比，發(fā)射機(jī)的結(jié)構(gòu)相對(duì)比較簡(jiǎn)單。通常有：

·?直接上變頻（又稱：零中頻調(diào)制）

·?間接上變頻（又稱：兩級(jí)變頻或超外差式）

·?數(shù)字中頻發(fā)射機(jī)

標(biāo)準(zhǔn)的IQ正交調(diào)制電路的結(jié)構(gòu)非常簡(jiǎn)單，它分為IQ 基帶發(fā)生器和IQ 混頻器兩大部分。不管是調(diào)幅，調(diào)頻或是調(diào)相信號(hào)，只需要通過(guò)改變不同的IQ 基帶信號(hào)就可以實(shí)現(xiàn)。而IQ 調(diào)制器的作用是將基帶IQ 信號(hào)搬移到載波上。正交調(diào)制器通常能實(shí)現(xiàn)較高的相位精度與幅度平衡，非常適合于通信系統(tǒng)中的直接上變頻（零中頻調(diào)制），因此廣泛用于直接上變頻發(fā)射機(jī)，例如蜂窩移動(dòng)通信、WLAN、UWB超通信系統(tǒng)、藍(lán)牙、GPS?等系統(tǒng)中，是現(xiàn)代無(wú)線通信系統(tǒng)中的關(guān)鍵元件。

下圖1所示是正交調(diào)制器的框圖，如果用于直接上變頻發(fā)射機(jī)，省去了第二本振，中頻濾波器和混頻器，使發(fā)射機(jī)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)化，從而降低了成本、體積和功耗。

圖1. 正交調(diào)制器原理框圖

正交調(diào)制器的固有缺點(diǎn)在于本振泄漏和邊帶抑制（本振泄漏主要是由IQ信號(hào)的直流偏置,IQ差分信號(hào)的不平衡性以及本振和射頻的隔離指標(biāo)差等因素造成的）。理想情況下，正交調(diào)制器只是完成基帶頻譜的搬移和疊加，不會(huì)造成信號(hào)的帶外頻譜增生或是產(chǎn)生帶內(nèi)失真。正交調(diào)制器會(huì)不可避免的存在非理想因素，使得輸出信號(hào)產(chǎn)生各種失真，影響通信質(zhì)量，所以正交調(diào)制器的射頻性能需要進(jìn)行全方面的測(cè)試。

測(cè)試IQ調(diào)制器的鏡像抑制一般采用單邊帶CW信號(hào)，輸入的I信號(hào)：sinω0t，Q信號(hào)：cos?ω0t與正交本振混頻以后可得調(diào)制信號(hào)s(t)，其中ω0一般為掃頻信號(hào)，從DC附近開(kāi)始到幾十或幾百兆：

s(t)=sinω0t?cosωct-cosω0t? sinωc t

=sin?(ωc-ω0 )t

如果IQ調(diào)制器完全理想，只會(huì)在(ωc-ω0)處產(chǎn)生一個(gè)單邊帶信號(hào)（單邊帶CW信號(hào)），但是由于調(diào)制器的不理想性，也會(huì)在(ωc+ω0)處產(chǎn)生一個(gè)鏡像信號(hào)。與此同時(shí)在本振頻率ωc位置也會(huì)有一個(gè)信號(hào)，稱為本振泄漏。本振和鏡像信號(hào)的抑制度是IQ調(diào)制器的重要指標(biāo)。圖2是一個(gè)典型的IQ調(diào)制器的單邊帶CW輸出結(jié)果，載波為10G，IQ信號(hào)為30MHz，測(cè)試得到鏡像信號(hào)的抑制度為42dB。此時(shí)采用任意波形發(fā)生器產(chǎn)生兩路30MHz的sin和cos信號(hào)，分別提供給IQ調(diào)制器作為基帶輸入，也可以使用帶有雙源選件的矢網(wǎng)的兩個(gè)通道輸出相位差恒定為90度的CW連續(xù)波，用矢網(wǎng)的另一個(gè)好處就是,可以實(shí)現(xiàn)掃頻模式下的本振和鏡像抑制度的測(cè)試。

圖2. 頻譜儀測(cè)試矢量信號(hào)源的IQ調(diào)制鏡像抑制度

2. 測(cè)試任務(wù)

本文采用的正交調(diào)制器待測(cè)件是來(lái)自ANALOG DEVICES的ADL5371，它的工作頻率范圍：500 MHz～1.5 GHz。下圖3所示，該器件I+，I-，Q+，Q-端口分別為IQ雙路差分基帶輸入，LO為單端本振輸入（LOIN接匹配負(fù)載）?；鶐л斎胄枰?00mV的偏置電壓。射頻輸出VOUT為單端50Ω。

圖3. 正交調(diào)制器ADL5371?pin（左）和ADL5371的評(píng)估板

測(cè)試時(shí)，ADL5371的評(píng)估板需要輸入0dBm、900MHz的單端本振。IQ雙路差分基帶輸入的正弦波的峰峰值為1.4V，頻率為1MHz，并且?guī)в?00mV的偏置電壓。

測(cè)試項(xiàng)目包括：輸出功率；輸出1dB壓縮點(diǎn)；載波饋通；邊帶抑制；正交相位誤差；IQ幅度不平衡性；二次、三次諧波抑制；TOI；基帶到射頻幅頻響應(yīng)。

3. 測(cè)試平臺(tái)

測(cè)試平臺(tái)的核心是矢量信號(hào)源和信號(hào)與頻譜分析儀，如下圖所示。還包括直流電源和萬(wàn)用表（電壓測(cè)量）。ADL5371安裝在評(píng)估板Q MOD上。矢量信號(hào)源通常配備了差分IQ輸出，可以將基帶IQ以差分信號(hào)的形式從后面板的四個(gè)BNC接頭輸出。

圖4. 正交調(diào)制器測(cè)試平臺(tái)

4. 測(cè)試結(jié)果

4.1 信號(hào)源基本設(shè)置

4.2~4.4的測(cè)試項(xiàng)目中信號(hào)源設(shè)置如下圖所示，基帶產(chǎn)生1MHz的正弦波，基帶IQ輸出采用差分模式，輸出電壓峰值為0.7V，IQ端口偏置電壓500mV。

圖5. 信號(hào)源SMU200A基本設(shè)置

4.2 輸出功率

從圖6的標(biāo)注M1看出，輸出功率7.86dBm

圖6. 輸出功率測(cè)試結(jié)果

4.3 本振泄漏和邊帶抑制、二次諧波和三次諧波

從圖7中D3,D2看出，邊帶抑制-51.5dBc，本振泄漏-57dBc

從圖7中D4,D1看出，二次諧波抑制度為-72dB，三次諧波抑制度為-53dB。

圖7. 輸出功率測(cè)試結(jié)果本振泄漏和邊帶抑制、二次諧波和三次諧波測(cè)量結(jié)果

4.4 1dB壓縮點(diǎn)

按1dB的步進(jìn)增大差分IQ輸出的電壓，在頻譜儀上看到輸出功率的增加值小于1dB時(shí)就測(cè)出了1dB壓縮點(diǎn)，從下圖8中看出，輸出壓縮點(diǎn)為13.8dBm，在信號(hào)源上讀取對(duì)應(yīng)的輸入IQ功率為1.567V。

圖8. 1dB壓縮點(diǎn)測(cè)量結(jié)果

4.5 IQ幅度不平衡性和正交相位誤差

信號(hào)源產(chǎn)生1M符號(hào)速率的QPSK，IQ輸出的設(shè)置與前面的測(cè)試項(xiàng)目相同。使用頻譜儀的矢量信號(hào)分析（VSA）解調(diào)，下圖9測(cè)試結(jié)果顯示正交相位誤差為0.08度，IQ幅度不平衡性為0.04dB。

圖9. IQ不理想特性測(cè)量結(jié)果

4.6 TOI

信號(hào)源標(biāo)配的MulTI-Carrier功能產(chǎn)生3.5MHz和4.5MHz的雙音IQ信號(hào)，IQ輸出的設(shè)置與前面的測(cè)試項(xiàng)目相同，調(diào)整IQ輸入電壓直到雙音信號(hào)輸出功率到1.6dBm。利用頻譜儀自帶的TOI功能測(cè)得TOI為27.7dBm。

圖10. TOI測(cè)量結(jié)果

4.7 基帶到射頻幅頻響應(yīng)

進(jìn)行幅頻響應(yīng)測(cè)試需要用計(jì)算機(jī)程控信號(hào)源步進(jìn)改變基帶頻偏，頻譜儀的測(cè)量跡線采用最大保持功能。從圖11看出，從900MHz到940MHz，該正交調(diào)制器評(píng)估板的幅頻響應(yīng)最大值7.8dBm，最小值7.1dBm。需要特別注意的是，上述的幅頻響應(yīng)測(cè)量結(jié)果是對(duì)ADL5371評(píng)估板的測(cè)量結(jié)果，如果要得到ADL5371芯片的1dB和0.1dB帶寬，還需對(duì)評(píng)估板電路的電路特性進(jìn)行校準(zhǔn)并修正。

圖11. 幅頻響應(yīng)測(cè)量結(jié)果，采用SMU200A測(cè)量（上）與AFQ100B測(cè)量（下）